Un récepteur de trafic bandes basses. Partie 1

Le récepteur de base.

 » A no frills superhet« . C’est ainsi que Doug De Maw a qualifié sa réalisation. Il s’agit d’un récepteur du type superhétérodyne ( ultra-classique ) fonctionnant en simple changement de fréquence sur la bande des 160 mètres. Il est destiné au domaine « QRP » càd faire le plus simplement possible pour que celà fonctionne correctement. Ce récepteur sera suivi de convertisseurs de bandes pour 80, 40 et 30 mètres, qui feront de ce module un récepteur du type double changement de fréquence. Les circuits intégrés utilisés peuvent paraître obsolètes pour certains d’entre eux; en effet le mélangeur utilise un ancien CA3028 en boîtier TO-99, càd un boîtier métallique rond avec 8 pattes ( mais encore disponible chez les revendeurs ), suivi d’un MC1350 – plus récent – comme amplificateur FI à 455 kHz. La basse fréquence se contente d’un LM386. Le récepteur se compose de trois petits circuits intégrés et de deux transistors. Ces derniers constituent le BFO ( oscillateur Colpitts sur 455 kHz et suiveur ) dont la fréquence est ajustable par varicap, ce que j’apprécie particulièrement, car trouver des quartz BLI/BLS relève de nos jours du miracle.
Je compte équiper ce récepteur d’un réglage de gain FI ( tension ajustable sur le MC1350 ), on peut aussi lui ajouter un circuit de CAG, des atténuateurs en PI à l’entrée, …Bref, cette réalisation s’oriente plutôt vers un Meccano, ce qui n’est pas dépourvu d’intérêt pour l’amateur électronicien.
voici le schéma du récepteur ( sans le VFO ) :
rxOn s’aperçoit de suite que ce schéma n’a rien de vraiment particulier. L’auteur utilise des transformateurs FI 455 kHz de récupération ( TOKO 10*10 ) pour T1 et L3, mais d’autres peuvent faire l’affaire. Pour ma part, j’utilise des SUMIDA 455 kHz. A ce propos, il convient alors de prendre les valeurs indiquées par l’auteur comme indicatives ( oscillateur Colpitts du BFO ) et qu’il est prudent de faire un test sur une breadboard par exemple comme sur l’image ci-dessous. Il peut arriver, en effet, que l’oscillateur ne fonctionne pas du tout ou qu’il est en dehors de la plage de fréquence préconisée. En phase de test, on peut alors changer les éléments facilement, ce qui pourrait être une réelle difficulté si les éléments avaient déjà été soudés sur le circuit imprimé.
test_bfo1_blogPour ma part, j’ai dû descendre la valeur de C29 de 100 à 56 pF (BFO ) afin de pouvoir régler correctement le pot Sumida sur 455 kHz. Autres corrections:

  • il semble que le condensateur de découplage du collecteur de Q1 ( C24 ) ait été oublié sur le circuit imprimé. Il convient de le souder côté cuivre.
  • Le condensateur du pot Sumida est branché entre les picots externes du pot ( 1 & 3 et non 1 & 2 ). Là encore, une petite modification du circuit imprimé a été necessaire.
le circuit LC du pot Sumida est branché entre les picots 1 (masse) et 3 et non entre 1 et 2. Les deux pastilles non soudées recoivent le condensateur de liaison de 56 pF entre le pot et Q2.

le circuit LC du pot Sumida est branché entre les picots 1 (masse) et 3 et non entre 1 et 2. Les deux pastilles non soudées recoivent le condensateur de liaison de 56 pF entre le pot et Q2.

C24 ( 100 nF ) semble avoir été oublié lors de la conception du circuit imprimé, d'où sa mise en place côté cuivre.

C24 ( 100 nF ) semble avoir été oublié lors de la conception du circuit imprimé, d’où sa mise en place côté cuivre.

Le début de la construction du récepteur. J'utilise une self de 6,8 mH sur le collecteur de Q1 ( car dispo ) au lieu de la 10 mH préconisée par l'auteur. On voit sur cette partie le circuit du BFO qui oscille sur 455 kHz.

Le début de la construction du récepteur. J’utilise une self de 6,8 mH sur le collecteur de Q1 ( car dispo ) au lieu de la 10 mH préconisée par l’auteur. On voit sur cette partie le circuit du BFO qui oscille sur 455 kHz.

Pour son filtre de bande 455 kHz, l’auteur a utilisé un filtre mécanique Collins – Rockwell F450Z-7F acheté au marché aux puces. Ce genre d’élément est évidemment introuvable. Je l’ai remplacé par un filtre céramique CFW455 largement disponible chez les revendeurs, offrant une bande passante de 3 kHz à -6dB. On trouvera ci-dessous son installation sur le circuit imprimé, les modifications restent minimes ( quelques percements supplémentaires ). Les condensateurs C9 et C10 doivent être adaptés à l’impédance d’entrée et de sortie du filtre ( 2000 Ohms ) . J’utilise deux capacités de 168 pF.

filtre1

J’utilise pour un premier test un filtre céramique CFW455.

filtre2

Le filtre vu de dessous. La broche isolée ( broche 5 ) est la sortie. La première broche du haut ( broche 1 ) constitue l’entrée du filtre. Les broches restantes ( 2, 3 et 4 ) sont reliées à la masse. L’impédance d’entrée et de sortie est de 2 kOhms. On voit en haut à gauche du circuit les percements pour adapter ce filtre.

Le coaxial de liaison entre la sortie du CA3028 et l'entrée du MC1350. En cas de liaison par coaxial, la tresse n'est soudée que d'un côté pour éviter de créer une spire parasite pouvant être induite par le signal à transférer.

Le coaxial de liaison entre la sortie du CA3028 et l’entrée du MC1350. En cas de liaison par coaxial, la tresse n’est soudée que d’un côté pour éviter de créer une spire parasite pouvant être induite par le signal à transférer.

Le circuit d’entrée est constitué d’un circuit de présélection. L2 comporte 65 spires ( fil 2/10e) sur un tore T68-2, L1 sert d’adaptation pour une entrée en basse impédance et possède 5 spires. Du côté du mélangeur CA3028, l’auteur recommande de ne pas dépasser les 3 Volts crête à crête provenant de l’oscillateur local ( VFO ). Il faut jouer sur la valeur de C5 pour respecter le niveau requis. Pour ma part, le mélangeur est alimenté par un VFO – décrit plus bas – délivrant 2 Vcc à travers une capacité de 330pF.
On trouvera ci-dessous la réalisation de base avec un VFO travaillant sous la FI ( pour augmenter la stabilité ) sans modification du MC1350. J’envisage en effet un réglage manuel du gain FI et/ou une commande automatique du gain ( CAG ).

Le récepteur de base est terminé et raccordé au VFO du type Colpitts ( identique à celui du PW Severn ).

Le récepteur de base est terminé et raccordé au VFO du type Colpitts ( identique à celui du PW Severn ).

Le VFO.

Initialement, j’avais opté pour le VFO universel décrit par le même auteur dans son manuel « W1FB’s QRP Notebook » pages 49 et suivantes ( voir nota ). Il s’agit d’un oscillateur Hartley adaptable de 2 à 7 MHz offrant deux niveaux de sortie ( 200 et 50 Ohms ). Hélas, je n’ai pas réussi à obtenir un signal sinusoïdal « assez propre » en sortie de ce montage pour pouvoir l’exploiter correctement.
Disposant d’un circuit imprimé en double du PW Severn décrit sur ce même blog, j’ai utilisé ce dernier en l’adaptant pour la bande concernée. La modification porte donc sur le circuit LC de l’oscillateur Colpitts : L1 comporte 45 spires bobinées sur un Tore T68-2 en fil de 3/10e ( environ 11 uH ) CV fait 200 pF, C13 vaut 100pF et le diviseur capacitif est constitué de C16 et C17 identiques de 2,2 nF chacun. Ces valeurs restent toujours indicatives et une mise au point finale reste nécessaire. Ainsi, ce VFO habillé de son blindage final couvre de 1340 à 1675 kHz, offrant un delta F de 335 kHz. Cette variation de fréquence sera suffisante pour couvrir en totalité les bandes de télégraphie des bandes 80, 40 et 30 mètres ( puisque je ne trafique qu’en télégraphie ) mais une large partie de la BLU sera aussi captée par ce projet.

Le VFO utilisé fonctionne entre 1340 et 1675 kHz, offrant un delta F de plus de 300 kHz.

Le VFO utilisé fonctionne entre 1340 et 1675 kHz, offrant un delta F de plus de 300 kHz.

vfo_2

Le VFO dans son blindage. C’est le même modèle que celui utilisé dans de PW Severn de G3RJV mais recalculé pour la bande des 160 m.

Nota : on trouvera la documentation originale concernant ce récepteur dans l’onglet  » Mes liens -> Bibliothèque « . Il suffira de télécharger le manuel en question ( les circuits imprimés y figurent ). Le VFO est largement détaillé dans l’onglet  » Projet(s) en cours -> Le PW Severn ».

Le S-mètre.

Le S-mètre est un indicateur à galvanomètre indiquant la puissance relative du signal reçu. Son schéma est extrêmement simple, car il se compose d’un étage d’entrée à transistor FET présentant une impédance d’entrée très élevée. Le signal est prélevé aux bornes du potentiomètre BF. L’impédance d’entrée élevée du FET évite une absorbtion du signal reçu. Après une amplification à l’aide d’un 2N3904, le signal est rectifié avant d’attaquer un galvanomètre de récupération. Voici le schéma d’origine :

Le schéma du S-mètre.

Le schéma du S-mètre.

Le S-mètre monté à l'essai à l'aide du générateur BF.

Le S-mètre monté à l’essai à l’aide du générateur BF.

Ajout d’une commande manuelle du gain FI.

Depuis la construction récente du Bingo 18Mhz, j’ai pu apprécier la souplesse de la commande manuelle du gain FI. Ce récepteur , dans son prototype actuel, a été équipé de la même commande. L’auteur a d’ailleurs suggéré une telle modification dans son ouvrage déjà cité. Voici, ci-dessous, le schéma concernant cette modification qui reste minime. Il est à noter que c’est une tension minimum appliquée sur la broche 5 du MC1350 qui produit le maximum de gain. Il faudra donc veiller au bon cablâge du potentiomètre …

A gauche, le circuit d'origine du MC1350, où le gain FI est fixe. A droite, la modification suggérée par W1FB pour obtenir un réglage manuel du gain FI.

A gauche, le circuit d’origine du MC1350, où le gain FI est fixe. A droite, la modification suggérée par W1FB pour obtenir un réglage manuel du gain FI.

les modifications apportées pour le réglage manuel du gain FI. On peut voir les deux résistances de 5,6k montées verticalement reliées au potentiomètre de 10 k de réglage du gain FI ( non visible ici ).

les modifications apportées pour le réglage manuel du gain FI. On peut voir les deux résistances de 5,6k montées verticalement reliées au potentiomètre de 10 k de réglage du gain FI ( non visible ici ).

Sur cette photo, on peut apercevoir le montage provisoire d'un fréquencemètre FP50 de F6BQU/F5RDH à base de Pic 16F84, ainsi que le S-mètre en haut à droite.

Sur cette photo, on peut apercevoir le montage provisoire d’un fréquencemètre FP50 de F6BQU/F5RDH à base de Pic 16F84, ainsi que le S-mètre en haut à droite.

Le convertisseur 80 et 40 mètres.

Ce convertisseur a la particularité d’utiliser des diodes de commutation pour effectuer le changement de bande. Si cette méthode de commutation a l’avantage d’utiliser un commutateur  » en courant continu » – où il n’y a pas de câbles coaxiaux à souder sur le commutateur – il souffre néanmoins d’un inconvénient majeur, à savoir une perte d’insertion plus importante ramenée par les diodes. Ce phénomène est alors majoré par le bruit issu du mélangeur constitué de deux transistors FET MPF102. L’auteur avait prévenu, un préamplificateur large bande est nécessaire, car les signaux issus du convertisseur sont trop faibles. Idéalement, il faudrait placer le préamplificateur entre les filtres de bande et le mélangeur. Il a cependant réalisé un essai en plaçant le préamplificateur large bande en entrée du convertisseur. Ceci est loin d’être l’idéal, car un préamplificateur large bande amplifie tout, même ce qui n’est pas souhaité. Son préamplificateur était constitué d’un circuit intégré monolitique MWA110, hélas introuvable ( sauf en Chine …) . Je me suis rabattu sur un préampli de test plus simple, construit avec un simple transistor 2N3866. Le montage est donné pour avoir un gain de l’ordre de 10 à 15 dB, le courant de repos est fixé autour de 50 mA. Son branchement en tête du convertisseur a nettement amélioré le fonctionnement du convertisseur, qui est désormais pleinement exploitable. En effet, il a été possible d’entendre la station W1AW sur 80 mètres très distinctement courant Avril 2014.

Le schéma d'origine du convertisseur 40/80 mètres publié par W1FB.

Le schéma d’origine du convertisseur 40/80 mètres publié par W1FB.

voici le montage du convertisseur 80/40 mètres :

Le montage du convertisseur 80/40 m commuté par diodes.

Le montage du convertisseur 80/40 m commuté par diodes.

Le convertisseur pour la bande des 40 mètres utilise en principe un oscillateur fonctionnant avec un quartz de 9 MHz. Devant la difficulté d’approvisionnement , j’ai opté pour un quartz de 5529 kHz pour l’oscillateur 40 mètres et un quartz de 5500 kHz pour l’oscillateur 80 mètres. De même, ne disposant pas de tores de ferrite du type FT-50-63, j’ai recalculé les selfs :

  • T1 et T2 : tores T50-2, 32 spires en 2/10 mm, secondaire 8 spires avec le même fil. C4 et C6 à 330pF au lieu de 270 pF.
  • T7 et T8 travaillant presque sur les mêmes fréquences à 15uH, on obtient 55 spires en 2/10 mm sur un T50-2.
Le schéma du préamplificateur de test.

Le schéma du préamplificateur de test.

Le préamplificateur a d’abord été testé sur une maquette. Suite aux résultats satisfaisants obtenus, une version définitive a été câblée suivant les images ci-dessous :

Le préamplificateur sera câblé sur une petite face fraisée et monté dans un boîtier récupéré d' un ancien modem.

Le préamplificateur sera câblé sur une petite face fraisée et monté dans un boîtier récupéré d’ un ancien modem.

Le préamplificateur câblé.

Le préamplificateur câblé.

La version finale du préamplificateur.

La version finale du préamplificateur.

 

Le convertisseur 30 et 20 mètres.

Ce convertisseur est basé sur le même principe que le précédent.

  • L’oscillateur du convertisseur 30 mètres fonctionne sur une fréquence quartz de 8192 kHz, valeur très utilisée dans les équipements informatiques. Comme cette fréquence reste assez proche du 9 MHz utilisé par l’auteur pour son convertisseur 40m, on peut donc prendre la même valeur de self T8 = 6,3uH, soit 36 spires sur un tore T50-2, secondaire à 6 spires ( 1/6e).
  • J’ai choisi une fréquence quartz de 16 MHz pour l’oscillateur 20m. La fréquence étant doublée par rapport à la précédente, on pourra donc prendre T7 = 3,1uH ( la moitié de la valeur de T8), soit 18 spires sur un tore T50-2. Il est cependant préférable de prendre un T50-6 ( Al=40), ce qui nous donne 28 spires avec 5 spires au secondaire.

Il faut maintenant passer au calcul des filtres de bandes 30 et 20 mètres. A ce sujet, on peut tranquillement se référer au site de F5AD où l’on retrouve les formules nécessaires pour leur calcul. Il en ressort que :

  • Pour la bande des 30 mètres, les deux selfs auront une valeur de 1,25uH. Le calcul a été effectué pour une impédance de 800 Ohms avec f1=9600 kHz et f2=10600 kHz. Ceci nous donne 16 spires au primaire sur un tore T50-2, 4 spires au secondaire pour une adaptation à 50 Ohms. La capacité de liaison aura pour valeur 20 pF. Celles d’accord des circuits LC auront pour valeur totale 220 pF, comprenant un ajustable de 60 pF permettant d’aligner le filtre vers 10100 kHz.
  • Les calculs pour le filtre de bande 20 m est effectué pour f1=13500 kHz et f2= 14500 kHz, toujours sur une impédance de 800 Ohms. On trouve ainsi deux selfs de 0,65uH réalisées sur des tores T50-6 avec 12 spires au primaire et 3 sipres au secondaire. La capacité de liaison sera de 14 pF. Celles composant les circuits oscillants parallèles seront de 210 pF, incluant comme plus haut un ajustable de 60 pF destiné à l’alignement correct vers 14050 kHz pour les télégraphistes.

 

Le second convertisseur ( en haut ) en phase d'essai sur un commutateur provisoire.

Le second convertisseur ( en haut ) en phase d’essai sur un commutateur provisoire.

Le filtre sélectif BF.

Un filtre sélectif BF a été ajouté sur la sortie du condensateur C16, placé en série entre ce dernier et le potentiomètre de volume. Il est toujours issu du même ouvrage « W1FB’s QRP notebook« , page 68 et suivantes. Il se compose de quatre amplis ops montés en série et câblés comme filtres sélectifs. La fréquence centrale se situe autour de 750 Hz. Le montage en série permet de réduire progressivement la bande passante, en commutant un, deux, trois voire les quatre amplis opérationnels. Ceci permet de régler la bande passante entre 300, 225, 170 et 130 Hz. Ces valeurs ont été relevées sans fréquencemètre, simplement en se fiant aux graduations du générateur BF. Une mesure plus précise n’a pas été jugée utile. Son insertion au sein du récepteur améliore considérablement l’écoute des signaux de télégraphie, un shuntage du filtre a été prévue pour l’écoute en BLU.
Voici ci-dessous, les schémas d’origine et la réalisation du filtre.

Le schéma d'origine du filtre. Un shuntage a été ajouté pour l'écoute en BLU.

Le schéma d’origine du filtre. Un shuntage a été ajouté pour l’écoute en BLU.

Son circuit imprimé et l'implantation des composants.

Son circuit imprimé et l’implantation des composants.

Le filtre est ici équipé de deux 747. Des TL082 sont compatibles en brochage.

Le filtre est ici équipé de deux 747. Des TL082 sont compatibles en brochage.

Le synoptique du récepteur.

Ce n’est qu’après avoir construit les éléments un à un et testés ensemble que j’ai établi finalement le synoptique du récepteur reproduit ci-dessous. Outre les parties déjà décrites, on va trouver deux atténuateurs supplémentaires de -6 et -12dB qui m’ont déjà rendu service sur le PW Severn.

Une nouveauté par rapport aux schémas d’origine de W1FB constiste à utiliser un microcontrôleur Arduino Uno et un shield d’extension permettant de capter la fréquence du VFO et d’afficher par calcul la fréquence de réception. Ce calcul tient alors compte de la fréquence du VFO, de celle des oscillateurs des convertisseurs de fréquence ainsi que de la valeur de la fréquence intermédiaire. Le tout est affiché en fonction de mode infradyne ou supradyne suivant le convertisseur en service. L’afficheur est du type LCD 2 fois 16 colonnes.

En option, il serait possible d’afficher la valeur S-mètre, car le module Arduino comporte des entrées analogiques, ainsi que la largeur de bande sélectionnée par le filtre BF.

Synoptique du récepteur.

Synoptique du récepteur.

La seconde partie de cet article traitera de sa construction mécanique.

 

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